本記事는 日本CQ出版社가 發行하는「トランジスタ技術」誌(2004年1月號)와의 著作權協定에 依據하여 提供받은 資料입니다. 액티브필터, 발진회로, 차동앰프등 아날로그 회로 1. 직류전압으로 게인을 제어할 수 있는 프로그래머블 게인 앰프 AD603은 0∼1V의 제어전압에서 40dB의 게인을‘데시벨 값에서 리니어’로 가변할 수 있는 저잡음 고대역 앰프이다. 고정 게인 앰프의 전단에 감쇠기가 설치되어 있으며 이 감쇠기를 아날로그적으로 제어한다. 제어전압에 대한 응답속도는 40dB/㎲이다. 앰프의 게인을 다이내믹하게 변화시켜 시간축 상의 특정 구역만 감도를 올리거나 내릴 수 있으며 초음파 탐상(探傷)이나 소나 등에서의 에코 파형 증폭에 사용할 수 있다. 2. 변형이 적은 다중귀환형 차동 출력 앰프 OP 앰프 IC1a, IC1b, R3, R4, R5, R6에서 외관상 하나의 OP앰프를 형성하고 있다. IC1a의 3번 핀이 통상적인 OP 앰프의 반전 입력단자로, IC1b의 5번 핀이 비반전 입력단자로 된다. 이 2개의 OP 앰프로 이루어진 OP 앰프에 부귀환을 걸어주면 다중귀환증폭기가 완성된다. Cc는 앰프 전체에 대한 위상보상 콘덴서이다. 여기서, R3＝R4＝R5＝R6＝R이라 하면 IC1b의 5번 핀 전위는 그라운드이므로, vout2R6＝0－vout1R5 로 되고, vout2＝－vout1 에서 차동 출력이 얻어진다는 것을 알 수 있다. 그림 2의 회로에서는 통상적인 반전증폭기와 같이 증폭도는 R2/R1, 입력 임피던스는 R1으로 된다. 이 회로의 특징은 OP 앰프의 입력전위가 모두 그라운드 레벨로 되기 때문에 코먼 모드 전압에 의한 변형의 발생을 방지하는 것과, 각각의 OP 앰프 증폭도나 변형 특성이 다소 나빠져도 다중귀환 덕분에 앰프 전체로서의 성능이 좋아진다는 것이다. 단, 다중귀환이므로 위상여유적으로 엄격하게 되어 있다는 점에 주의해야 한다. 이상여유가 적은 OP 앰프를 사용했을 경우에는 이상발진의 위험성이 있으므로 실제로 사용할 경우에는 충분한 검증이 필요하다. 변형이 우려되는 아날로그/오디오 신호의 평형전송이나 아날로그 스위치를 사용한 동기 검파회로 등에 적합하다. 3. OP 앰프의 출력 임피던스를 저감하는 연구 이상적인 OP 앰프의 출력 임피던스는 0Ω이다. 가능한 한 출력 임피던스가 낮아지도록 설계되고는 있지만, 알고 있는 바와 같이 현실에서의 OP 앰프는 통상적으로 수Ω에서 십수Ω의 출력 임피던스를 갖고 있다. 또한 그 부하에 흐르는 전류값에도 한계가 있다. 그림 3은 OP 앰프 4개를 병렬로 접속한 비반전회로이다. 4개의 비반전회로 입력단자와 출력단자를 이어 같은 회로를 구성할 수 있지만 이 회로에서는 입력 저항과 피드백 저항을 1조(組)밖에 사용하고 있지 않기 때문에 저항에서 발생하는 열저항 잡음을 최소한으로 억제할 수 있다. 출력 임피던스는 약 1/4로 내릴 수 있고 또한 OP 앰프 비반전회로 하나로 드라이브할 수 있는 능력의 약 4배인 능력을 부여할 수 있다. 이 경우, 각각의 OP 앰프가 지니고 있는 독자적인 특성, 예를 들어 오프셋 전압이나 오프셋 전압 드리프트, CMRR, PSRR 등의 사양은 모든 값의 평균값에 가까운 값이 된다. 여기서 사용하고 있는 AD829는 노이즈 전압 1.7nV/ Hz에서 유니티 게인 대역폭 750MHz의 OP 앰프이므로 이 OP앰프 4개의 조합회로도 같은 대역폭을 가진다. 참고로 최대 부하전류는 약 20mA×4＝80mA가 된다. 4. 변형이 적은 다중귀환형 LPF 그림 4의 회로는 C2에 의한 국부 귀환과 R3에 의한 귀환이 걸리므로 다중귀환형 LPF라 부른다. OP 앰프의 반전 입력 단자가 가상접지이므로 OP 앰프 입력용량의 전압 의존성에 기인하는 비직선 변형이 없이 부귀환 이론대로 귀환량에 비례하여 변형이 감소된다. 따라서 이득대역폭의 곱이 큰 OP 앰프를 사용하면 변형이 매우 작아진다. 3개의 저항값을 R1＝R2＝R3＝R로 하면 필터의 전달함수 G(s)는 다음과 같은 식으로 표현된다. 이것은 2차 지연 필터이며 컷오프 주파수 fC는, 로 된다. 그림 4는 fC＝30kHz의 2차 버터워스 특성 LPF이다. 즉, fC＝30kHz, Q＝0.7071인 2차 지연 필터이다. 상수의 계산은 다음과 같다. ① 먼저 R의 값을 부여한다. R＝3.3㏀으로 한다. ② 보조변수 C＝ C1C2를 도입한다. 그렇게 하면 fC＝1/(2πRC)이 성립되므로 C를 역산한다. ③ 다음 식에서 C1과 C2를 계산한다. ④ 소자값을 반올림한다. C1＝3,300pF, C2＝750pF 5. 고 Q를 안정적으로 실현할 수 있는 플리게형 액티브 BPF 플리게(Fliege)형 BPF의 특징으로는, 다중귀환형이라면 실현하기 곤란한 수십 정도까지의 Q를 안정적으로 실현할 수 있고, Q가 하나의 저항에서 결정되어 중심주파수를 결정하는 콘덴서와 저항에 모두 같은 값이 사용된다는 것이다. 또 출력이 앰프 출력이기 때문에 저 임피던스라는 점도 이 점 중 하나이지만 직류결합하고 있으므로 오프셋 전압에 유의한다. R2,＝R3＝R4＝R5＝R, C1＝C2＝C라고 하면 중심 주파수 fC＝1/(2πRC), Q＝Rq/R, 전압증폭도 Av＝2로 된다. 6. 전구로 진폭을 안정화한 자르처형 정현파 발진회로 그림 6은 전구 필라멘트의 저항값이 온도에 따라 변화하는 것을 이용하여 진폭을 안정화시키는 정현파 발진회로이다. 즉, 전구와 R4의 분압회로에 의해 정귀환을 걸고 있다. 어떠한 원인으로 출력진폭이 증가하면 전구의 필라멘트 저항 R3의 소비전력이 증가하여 필라멘트 온도가 상승, R3가 증가한다. 그 결과, 정귀환율이 내려가 출력진폭의 증가가 감쇄된다. 발진주파수 fO는, 로 된다. C1과 C2의 비는 C2＝4C1을 기준으로 정하지만 엄격하게 4배로 할 필요는 없다. 7. FET로 진폭을 안정화한 자르처형 정현파 발진회로 그림 7은 N 채널 FET에서 진폭을 안정화한 정현파 발진 회로이다. 1S1588과 C3에서 출력정현파를 정류하고 그 DC 전압으로 FET의 게이트 단자를 제어한다. FET는 가변저항 기로서 동작한다. 어떠한 원인으로 출력전압이 증가하면 FET의 게이트 전위가 상승하여 드레인-소스간 저항이 감소 되고 OP 앰프 5532의 비반전 입력단자로 복귀하는 정귀환의 귀환율이 저하된다. 그 결과, 발진진폭이 감소되어 원래 진폭 으로 복귀한다. FET는 2SK30A의 GR 랭크가 적당하다. RVR1은 정귀환 의 귀환율을 미세 조정하는 것이다. 발진상태에서 2SK30A 의 VGS가 0V로 되도록 RVR1을 조정한다. 출력전압은 4VRMS 정도로 된다. R6와 RVR2, R7에서 2SK30A의 VDS의 1/2을 게이트로 귀 환한다. 이로써 FET의 직선성이 비약적으로 개선된다. 8. 정상출력과 역상출력의 위상차가 180°인 라인 드라이버 이상적인 차동출력 앰프는 정상출력과 역상출력의 주파수 특성이 같고 또 임의의 주파수에서 정상출력과 역상출력의 위상차가 180°로 되어야 한다. 그러나 종래의 차동출력 앰프 의 주파수 특성은 높은 영역에서 언밸런스이다. 그림 8의 회 로는 4입력 OP 앰프에 의해 이 언밸런스를 불식시키고 있다. 그림 8에서 Tr1의 공통 이미터 전류를, IC1 내 초단의 차동 증폭회로를 구성하는 트랜지스터 2개의 공통 이미터 전류와 같은 값으로 설정하면 다음과 같은 식이 성립된다. 그림 8의 위쪽 OP 앰프의 개방 게인을 A1이라 하면 정상출 력 Vout1은, 여기서, β＝R1/(R1＋R2) 한편, 4입력 OP 앰프의 입력전압은 vp1＝vout1/2, vp2＝vin, vp3＝0, vp4＝(vout1＋vout2)/2 이들을 식 (1)에 대입하면 다음과 같은 식이 구해진다. 식 (2)와 식 (3)을 비교하기 바란다. 만약 A1＝A2라면, vout1/vin과 vout2/vin는 같은 주파수 특성을 가지며 임의의 주파 수에 있어서 vout1과 vout2는 180°의 위상차를 갖는다는 것을 알 수 있다. 9. 전류 부스터에 의해 변형 특성을 개선한 라인 드라이버 저 변형 OP 앰프가 신호를 저 변형인 채로 전송할 수 있는 것은 부하가 가볍고 출력 레벨도 작을 때뿐이다. 저 변형 앰프가 지니고 있는 특성을 무거운 부하일 때에도 활용하도록 이 앰프의 출력에 파워를 담당하는 부스터를 부 가, 신호의 증폭회로와 출력의 구동회로를 나눈 것이 그림 9 의 회로이다. IC1의 AD845는 오디오 대역에서 115dB 이하의 변형인 FET 입력 앰프이지만 여기서는 게인 5배의 비반전 증폭으로 동작하고 있다. R1과 R2의 조합에 의해 이외의 게인으로도 설 정할 수 있다. 회로 게인은 1＋R1/R2이다. IC1의 출력은 IC2인 AD811로 입력되고 있지만 이 앰프의 게인은 1배의 유니티 게인 버퍼 접속으로 되어 있다. AD811 은 DC에서 ±100mA를 구동할 수 있는 대역 140MHz의 고 속 앰프이다. IC2는 IC1의 피드백 루프 속에 포함되어 있으므 로 오프셋 등의 DC 특성이나 대역 내에서의 AC 특성은 IC1 의 특성에 지배된다. 따라서 신호대역이 IC1의 제어범위 내라면 이 회로의 출력 특성은 IC1의 특성에 가까워진다. 출력부하에 대한 전류는 IC2에 의해 공급되고 IC1의 부하로는 되지 않는다. 때문에 전 체로서 IC1의 저 변형 특성이 무거운 부하에서의 영향을 잘 받지 않게 된다. 이 회로는 여기서 소개한 앰프 이외의 조합에도 널리 응용 되며 고속 앰프를 사용하면 보다 광대역의 저 변형 드라이버 도 구성할 수 있다. 10. 제너 다이오드로 진폭을 안정화한 윈 브리지형 정형파 발진회로 그림 10은 제너 다이오드로 진폭을 안정화한 윈 브리지형 정형파 발진회로이다. R1＝R2＝R, C1＝C2＝C로 하면 발진주 파수 fO[Hz]는 fO＝1/(2πRC)로 된다. LF356의 출력단자에 서 반전 입력단자로 복귀하는 부귀환량이 발진진폭에 따라 자동적으로 변하여 진폭이 안정화된다. 발진진폭이 작을 때 제너 다이오드 D는 비도통이고 부귀환의 귀환율 β는 다음과 같은 식으로 주어진다. β＝(R3＋RVR)/(R4＋R3＋RVR) β가 1/3보다 약간 작아지도록 RVR1을 설정해 두면 전원 ON과 동시에 발진이 시작되어 진폭이 증가된다. 진폭이 성 장하여 제너 다이오드가 도통하면 R5와 제너 다이오드의 동작저항이 R4와 병렬로 연결, 귀환율 β가 증가한다. 그리고 β＝1/3로 된 곳에서 발진진폭이 안정화된다. 피크 투 피크 출 력전압 VOP-P는, VOP-P＝1.5(VZ＋VF) 여기서, VZ : D1의 제너 전압, VF : D1의 순방향 전압 으로 된다. VF는 약 －2mV/℃의 부(－)의 온도계수를 가 진다. 한편, 제너 다이오드의 온도계수는 제너 전압 VZ가 5.5V 이상일 때 정(＋)으로 된다. VZ가 6∼7V인 제너 다이오드를 사용하면 VZ의 온도계수가 약 ＋2mV/℃이므로 (VZ＋VF)의 온도계수가 거의 제로로 되어 출력전압 VOP-P가 온도에 의해 변하지 않고 일정하게 된다. 출력전압은 RVR1에 의해 조정된다. 출력전압이 낮을수록 저 변형으로 되지만 진폭이 불안정해진다. 변형률이 1% 정도 인 출력전압으로 설정하기 바란다. 11. OP 앰프 반전증폭기에 의한 반파정류회로 이 회로의 경우, 언뜻 보면 D2가 없어도 될 것처럼 보이지 만 없으면 제대로 동작하지 않는다. 어째서 이렇게 해야 하는 가에 대해서는 D2의 움직임을 이해하면 자연히 알 수 있다. 그림 11의 회로에서 입력이 마이너스라면 출력은 플러스 로 되어 정상적으로 동작하고 또 입력이 플러스인 경우에도 OP 앰프의 출력이 －0.6V로 되어 역시 정상적으로 동작한 다. 입력이 마이너스인 경우는 D2가 없어도 정상적으로 동작 한다. 입력이 플러스인 경우, 입력에 들어온 전류가 갈 곳이 없어져버린다. 최악의 경우에는 그림 12와 같이 입력전압이 그대로 나온다. 12. OP 앰프 반전증폭기에 의한 전파정류회로 이 회로는 전파정류회로로 자주 사용되지만 반파정류회로 가 하나밖에 없다. 이 회로의 포인트는 R4와 R5의 저항값에 있다. 즉, R4에는 입력신호에 의한 본래의 전류가 흐르고 있 지만 그것을 R5에 흐르는 역 극성의 2배 전류에서 출력에 흐 르는 전류의 극성을 강제로 반대로 해버리려는 것이다. R5의 저항값은 R4의 저항과 동일한 것을 2개 병렬로 하면 2배의 이득을 상당히 정확하게 만들 수 있다. 이 회로에서도 R2를 2배로 함으로써 소멸 측의 이득을 만들 수도 있지만 이 경우는 IC1의 출력이 앞서 포화돼버리므로 도중에 출력이 되돌아 와버린다. 이러한 방식의 경우, 한쪽 극성의 파형만이 반단(半端)정류회로를 통과하기 때문에 높 은 주파수로 되면 출력이 언밸런스로 된다. 13. OP 앰프 차동증폭기에 의한 전파정류회로 그림 14의 회로는 전파정류의 또 하나의 예이다. 그림 13의 회로에 비하면 상하 대칭에서 왠지 모르게 말끔하다. 이 회로에서는 R5, R6의 존재 이유가 포인트이다. 그림 15는 R5, R6가 없을 때의 동작이다. 경로 ②가 동작하는 것은 입력이 마이너스일 때이다. 이 때 출력에서의 피드백 전류가 IC1a 의 입력까지 복귀해버려 입력을 소멸시키는 방향으로 되므로 올바르게 동작하지 않는다. 차동증폭에 의한 전파정류회로는 플러스 전압 입력 시와 마이너스 전압 입력 시 동시에 신호가 동일 IC를 통과하고 있으므로 플러스/마이너스에 의한 주파 수 특성 차이가 발생하지 않는다. 14. OP 앰프 반전증폭기에 의한 상하한 리미터 그림 16에 나타난 회로에는 3가지 경로의 신호가 합성되 어 있다. 경로 ①은 통상적인 신호가 통과한다. 반전회로를 조합하기 위해 IC1a에 의해 한 차례 반전시켜 입출력의 위상 을 일치시키고 있다. IC1b와 IC2a는 반파정류회로이지만 입력 에 강제적으로 오프셋 전압을 인가하여 동작점을 비켜 놓고 리밋 포인트를 설정한다. 마이너스 전압을 출력하는 IC1b 측에서 상한, 플러스 전압 을 출력하는 IC2a 측에서 하한을 설정한다. 15. 저 변형에서 고속, 고출력 전압인 볼티지 폴로워 2SJ74와 2SK170은 소스 폴로워이다. LF356은 볼티지 폴로워이고 그 4번 핀과 7번 핀에 접속된 트랜지스터는 이미 터 폴로워이다. LF356의 4번 핀과 7번 핀의 각 전위는 입력신호전압 분만큼 레벨 시프트하므로 대 신호입력 시에도 LF356의 각 전원 단자와 출력단자 사이의 전압은 일정하게 약 5V의 직류전압 으로 유지된다. 그 결과, LF356 내부의 위상보상용량에 흐르 는 신호전류가 격감하여 스루 레이트와 고영역의 변형률 특 성이 극적으로 향상된다. 16. 주파수 특성이 양호한 전자 감쇠기 그림 18의 회로는 초단의 마무리 이득을 아날로그 멀티플렉서 4052에 의해 0/－20/－40/－60dB로 전환할 수 있다. 문제는 고대역 컷오프 주파수이다. 3dB 고대역 컷오프 주파 수 fC는 C2가 없을 때 귀환율 β에 의존하여 변화된다. 다음과 같은 식으로 나타난다. fC＝βfT 여기서, β: 귀환율 R1/(R1＋R2), fT : OP 앰프의 유니티 게인 주파수 17. TTL 레벨에서 ±12V로의 레벨 변환회로 1개만 EIA-232 레벨로 변환하고 싶거나 아날로그 스위치 를 드라이브하고 싶을 때와 같이 평범한 경우에 편리한 레벨 변환회로이다. Tr1은 베이스 접지의 스위치회로이며 IC1의 2번 핀이“H” 일 때 ON으로 된다. Tr1이 ON으로 되었을 때, 그 컬렉터 전 류는 Tr2의 베이스 전류로 되고 Tr2가 ON으로 되며 출력 레 벨은 －12V＋Tr2의 컬렉터 포화전압까지 저하된다. IC1에 74AS 시리즈 등 H 레벨의 출력전류가 큰 것을 사용 했을 경우에는 R1을 생략할 수 있다. 또 74HC 시리즈 등 L 레벨 출력전압이 낮은 것을 사용한 경우에는 차지 빼기용 R3 도 생략할 수 있다. 이 회로 자체는 고속 스위칭이 되지 않지 만 R2에 병렬로 수백pF의 콘덴서 C1을 추가하고 Tr2의 베이 스-컬렉터간에 고내압의 쇼트키 배리어 다이오드를 추가하여 Tr2가 ON일 때 완전히 포화되지 않도록 함으로써 어느 정도 의 고속화를 도모할 수 있다. 18. 74HCU04를 사용한 간이 펑크션 제너레이터 10Hz∼1MHz의 정현파, 구형파, 3각파를 동시에 출력할수 있다. IC1a와 C1은 밀러 적분회로를 구성하고 R2, R3, IC1b, IC1c 는 슈미트 회로를 구성한다. 슈미트 회로의 출력을 밀러 적분 회로의 입력으로 복귀함으로써 구형파 발진기로 된다. 발진 주파수 fosc[Hz]는 근사적으로, 여기서, RA ; R1과 RVR1을 더한 값 이 된다. 발진주파수는 RVR1에 의해 최소 발진주파수를 1로 했을 때 1∼20배의 범위에서 연속 가변할 수 있다. IC1f와 R4, RVR2, R5는 리니어 반전증폭기를 구성한다. 4개 의 1S2076A로 브리지를 구성하고 3각파의 머리 부분을 클 립시킴으로써 정현파로 변환한다. RVR2를 조정하여 정현파의 변형률을 최소화한다. 19. 시프트 레지스터와 Ex-OR에 의한 화이트 노이즈 발생회로 그림 21은 시프트 레지스터와 Ex-OR을 조합, 최대 주기 열이라는 2진 의사난수를 만들어 사실상의 화이트 노이즈를 발생시키는 회로이다. 전원투입 직후에 시프트 레지스터의 출력이 올 제로에 빠져들면 기동하지 않으므로 C1, R1에 의해 전원투입 시 미분 펄스를 발생시켜 회로를 기동한다. R2R3와 Ex-OR은 슈미트 트리거를 구성하고 있다. 74HC164 최종단 13번 핀의 출력전압은 2값 신호이지만 후단의 3차 버터워스 특성 LPF에 의해 진폭 확률 밀도함수 가 정규분포의 화이트 노이즈, 즉 가우스성 화이트 노이즈로 된다. LPF의 컷오프 주파수는 클록(약 3MHz)보다 충분히 낮게 설정해야 한다. 20. 1개의 74HCU04로 만드는 펄스 폭 변조회로 그림 22는 74HCU04를 1개 사용한 펄스 폭 변조회로이 다. 이것은 밀러 적분회로와 히스테리시스 콤퍼레이터를 조 합한 멀티바이브레이터로, R1을 통해 저주파신호를 입력하 면 구형파 출력의 듀티비가 변화하여 펄스 폭 변조가 걸린다. C1은 직류를 컷하는 것이다. 구형파의 캐리어 주파수 f[Hz]는 근사적으로 다음과 같은 식으로 나타낸다. 그림의 상수에서 약 900kHz로 된다. R2에 의해 부귀환이 걸리므로 낮은 변형률이다. 74HCU04의 스레숄드 전압과 출력전압 진폭은 전원전압에 의존하므로 SN비가 전원잡음에 좌우된다는 점에 주의하기 바란다. 21. 4051에 의한 아날로그 멀티플렉서/디멀티플렉서 아날로그 스위치이므로 단자는 각각 입출력으로 사용된다. 따라서 X0∼X7을 입력으로 했을 경우에는 1 : 8의 멀티플렉 서, X를 입력으로 했을 경우에는 1 : 8의 디멀티플렉서로 각 각 사용된다. 예를 들어 C/B/A의 각 단자가 각각“L”“H” “L”인 경우, X2와 X가 접속된 상태로 된다. VCC와 VEE 사이의 전압이 정격을 초과하지 않는 범위에서 VEE에 부(－) 전압을 인가할 수 있어 －VEE에서 VCC 신호를 전환할 수 있는 아날로그 스위치로 된다. HD14051을 사용 하면 VCC와 VEE 사이에 최대 15V의 전압을 인가할 수 있어 ±5V의 교류신호 전환에 사용된다.